MOSFET NÂNG CAO - PHẦN 2

{jcomments on}Author: Nguyễn Ngọc Thanh Tuấn.

Published Date: 16/10/2021.

LỜI NÓI ĐẦU

MOSFET nâng cao là chuỗi bài viết về các vấn đề chuyên sâu hơn trong việc ứng dụng MOSFET trong thực tế như các biện pháp phân cực MOSFET, giới thiệu về Bootstrap, lái cách ly - cách sử dụng biến áp xung trong lái cách ly, cuối cùng là tính toán tổn thất nhiệt trong quá trình đóng cắt và tính toán tản nhiệt cho MOSFET. Tất cả các nội dung lý thuyết trên đều được chứng minh lại thông qua mô phỏng của phần mềm PSpice.

Ở phần 2, hai nội dung được đề cập bao gồm mô phỏng kiểm chứng và tính toán các linh kiện quan trọng của mạch Bootstrap và trình bày cách tính toán tổn hao trên MOSFET cũng như cách chọn tản nhiệt cho mạch push-pull dùng MOSFET.

1. MÔ PHỎNG VÀ TÍNH TOÁN VỚI BOOTSTRAP

 1.1. Mô phỏng kiểm chứng 

Mô phỏng giới thiệu nguyên lý mạch Bootstrap cơ bản (không có khối Delay để tránh hiện tượng trùng dẫn)Hình 1. Schematic mô phỏng mạch Bootstrap với xung kich 12V và ngõ ra 48V

Khi xung điều khiển kích đóng (tức ở mức cao), Transistor Q2 và MOSFET ở phía thấp (X2) sẽ dẫn đồng thời. Nguồn kích Bootstrap V3 sẽ dẫn qua diode D1 để tụ Bootstrap C1 . Đồng thời cực G của MOSFET X1 nối với đất thông qua Q2 để đảm bảo X1 ở trạng thái ngắt.

Khi xung điều khiển kích ngắt (tức ở mức thấp), Transistor Q2 và MOSFET ở phía thấp (X2) sẽ ngắt. Tụ Bootstrap xả điện tích đã nạp qua điện trở R9, R2, R3 để kích đóng MOSFET phía cao. Nguồn động lực 48V được nối tới tải qua X1 rồi đi xuống đất.

Hình 2. Hình ảnh dòng điện đi trong mạch khi xung điều khiển ở mức cao.

Hình 3. Hình ảnh dòng điện đi trong mạch khi xung điều khiển ở mức thấp.

Hình 4. Thông số mô phỏng.

Hình 5. Kết quả mô phỏng.

1.2. Tính toán giá trị điện trở và tụ kích

1.2.1. Tính toán giá trị tụ nạp C1

Ta có thể sử dụng một trong hai cách tính sau:

• Cách 1: Dùng công thức gần đúng.

Hình 6. Công thức tính tụ Bootstrap gần đúng.

Với datasheet ta sẽ thu được Q_g = 20 (nC) và V_bootdiode = 0.8 (V)

=> C_g = 1.785 (nF)

=> C_boot ≥ 10×1.786 nF ≈ 0.018 (uF)

=> Vậy phải sử dụng tụ có giá trị lớn hơn 0.018 (uF).

• Cách 2: Dùng khi sử dụng MOSFET Gate Driver.

Hình 7. Công thức tính tụ Bootstrap chính xác.

Nếu giá trị tụ Bootstrap không đủ lớn như tính toán thì chuyện gì sẽ xảy ra, ta hãy mô phỏng thử với tụ Bootstrap bằng 1nF và 10nF thử xem (các thông số mô phỏng vẫn giữ nguyên).

Hình 8. Schematic mô phỏng mạch Bootstrap với tụ Bootstrap = 1nF.

Hình 9. Kết quả mô phỏng.

Hình 10. Schematic mô phỏng mạch Bootstrap với tụ Bootstrap = 10nF.

Hình 11. Kết quả mô phỏng

Từ các kết quả mô phỏng nói trên ta thấy rằng với tụ Bootstrap quá nhỏ sẽ không nạp đủ điện tích để kích dẫn MOSFET. Vì bản chất cực G cũng là tụ, điện tích của tụ Bootstrap thực chất sẽ nạp cho cực G, nếu tụ Bootstrap nhỏ thì không nạp đủ, sẽ làm MOSFET không dẫn hoặc dẫn yếu ở vùng tuyến tính. Với hai mô phỏng trên, khi tụ Bootstrap tăng dần ta sẽ thấy thời gian dẫn của MOSFET cũng tăng tương ứng.

 1.2.2. Tính toán giá trị điện trở cực G

Dòng kích của MOSFET phụ thuộc vào Gate Driver. Ví dụ: Gate Driver có dòng lái tối đa 3A, điện áp lái 12V thì điện trở R_g ≥ 12/3Ω tức là cần lớn hơn 4Ω một chút và thường chọn 4.7Ω. Thông số điện trở cực Gate chủ yếu để đảm bảo mạch Driver hoạt động ổn định.

Bên cạnh đó khi tính toán trong thực tế, nếu tần số đóng cắt rất lớn. Khi đó bên cạnh việc đảm bảo R_g đủ lớn để  MOSFET không bị phá hủy, ta phải thêm điều kiện ràng buộc để R_g đủ nhỏ để đáp ứng thời gian t-on đặt trước.

 

R_g = R_driver + R_gate,ex + R_g,in

R_g ở đây có vai trò quan trọng nhất là giảm chấn cho mạch dao động LC của cực Gate tránh vọt lố quá cao do Ringing. Do luôn có L trong bất kì mạch nào và nó càng tồi tệ hơn nếu diện tích vòng Return càng lớn (do khối điều khiển Gate Driver và MOSFET công suất xa nhau).

• R_gate = càng lớn => t-on càng chậm, tuy nhiên hệ thống đáp ứng với vọt lố thấp hoặc không có vọt lố.
• R_gate = càng nhỏ => t-on càng nhanh (vẫn bị giới hạn bởi quá trình Reserver Recovery của diode khi bắt đầu dẫn và mô hình tải cảm), tuy nhiên hệ thống sẽ có vọt lố xảy ra.

Hình 12. Mô hình cực G của MOSFET khi hoạt động ở tần số cao.

 

Trong đó C_ISS: thu được từ datasheet của MOSFET, là tổng trở ở cực Gate, là tần số Ringing đo được từ thực tế, Q chạy từ 0.5 (không vọt lố) cho đến 1 (vọt lố nhiều).

Sau đó ta sẽ tinh chỉnh các thông số, Q và đo thực tế kết quả của để đảm bảo dòng kích không vượt quá giới hạn, ít vọt lố nhưng vẫn đóng cắt đủ nhanh với tần số cao.

Hình 13. Ringing ở cực G nếu R_gate quá nhỏ (trường hợp này R_gate = 0).

2. TỔN HAO TRÊN MOSFET

2.1. Tính toán tổn hao

Về cơ bản tổn hao trong MOSFET gây ra bởi 3 thành phần chính như sau:

P_loss = P_cond + P_on + P_off

Trong đó      P_loss  : Công suất tổn hao tổng của MOSFET.

                    P_cond : Công suất tổn hao khi dẫn của MOSFET.

                    P_on    : Công suất tổn hao khi chuyển từ off sang on của MOSFET.

                    P_off    : Công suất tổn hao khi chuyển từ on sang off của MOSFET.

Công suất tổn hao khi dẫn của MOSFET được tính như sau (với D là phần trăm thời gian mở trong một chu kỳ)

Hình 14. Công thức tính công suất tổn hao khi dẫn.

Giả sử tính cho hao tổn công suất khi MOSFET chuyển từ trạng thái on sang trạng thái off, với các giả thiết: điện áp và dòng điện thay đổi tuyến tính, thời gian chuyển là t-on, điện áp giảm từ   đến 0, dòng điện tăng từ 0 đến . Tần số đóng ngắt của mạch là  . Công suất chuyển mạch có thể được tính như sau:

Hình 15. Công thức tính công suất tổn hao khi chuyển từ off sang on.

Khi đó P_on = E_on + f_sw

Hình 16. Công thức tính công suất tổn hao khi chuyển từ on sang off.

Khi đó P_off = E_off x f_sw

Mô phỏng mạch đóng ngắt và đo công suất tổn hao trên MOSFET:

• Trường hợp 1: với R_g = 4.7 (Ω)

Hình 17. Schematic mô phỏng mạch đóng ngắt để tính tổn hao (R_g = 4.7).

Hình 18. Thông số mô phỏng.

Hình 19. Kết quả mô phỏng.

 

Từ mô phỏng trên ta sẽ thu được giá trị công suất tổn hao trung bình trên MOSFET khoảng 4.175 W. Bây giờ ta sẽ dùng công thức phía trên để tính toán lại giá trị theo lý thuyết.

Khi MOSFET đang dẫn, dòng điện qua MOSFET khoảng 31.8 (A) và R_ds(on) từ datasheet thu được vào khoảng  8 (mΩ).

P_cond = 31.8² x 8 x 10^-3 x 0.5 = 4.04496 (W)

Vì chu kỳ đóng ngắt là 2 (ms) ta dễ dàng tính được tần số đóng cắt là 500 (Hz) và với T-on = 4.2 (ns) và T-off  = 10.4 (ns) thu được từ mô phỏng trên ta sẽ tính được P-on và P-off lần  lượt như sau:

P_on = 31.8 x 48 x 4.2 x 10^-9 x 500 ÷ 2 = 0.0016 (W)

P_off = 31.8 x 48 x 10.4 x 10^-9 x 500 ÷ 2 = 0.004 (W)

P_loss = P_cond + P_on + P_off = 4.04496 + 0.0016 + 0.004 = 4.05056 (W)

So với kết quả 4.175 (W) thu được từ mô phỏng thì sẽ có sai số khoảng 3% có thể chấp nhận được.

• Trường hợp 2: R_g = 10 (kΩ). Bây giờ ta sẽ thử thay đổi điện trở R_g và mô phỏng tính toán lại tổn hao. Thông số mô phỏng vẫn giữ như trường hợp 1.

Hình 20. Schematic mô phỏng mạch đóng ngắt để tính tổn hao (R_g = 4.7)

Hình 21. Kết quả mô phỏng.

Từ mô phỏng trên ta sẽ thu được giá trị công suất tổn hao trung bình trên MOSFET khoảng 6.95 W. Bây giờ ta sẽ dùng công thức phía trên để tính toán lại giá trị theo lý thuyết.

Khi MOSFET đang dẫn, dòng điện qua MOSFET khoảng 31.8 (A) và R_ds(on) từ datasheet thu được vào khoảng  8 (mΩ).

P_cond = 31.8² x 8 x 10^-3 x 0.5 = 4.04496 (W)

Vì chu kỳ đóng ngắt là 2 (ms) ta dễ dàng tính được tần số đóng cắt là 500 (Hz). Vì điện trở R_g đã tăng rất lớn nên thời gian đóng và ngắt tăng lên gấp nhiều lần: T-on = 3 (us) và T-off  = 7 (us) thu được từ mô phỏng trên ta sẽ tính được P-on và P-off lần  lượt như sau:

P_on = 31.8 x 48 x 3 x 10^-6 x 500 ÷ 2 = 1.1448 (W)

P_off = 31.8 x 48 x 7 x 10^-6 x 500 ÷ 2 = 2.6712 (W)

P_loss = P_cond + P_on + P_off = 4.04496 + 1.1448 + 2.6712 = 7.86095 (W)

So với tổn hao 4.175 (W) ban đầu ta thấy được rằng tổn hao đã tăng lên rất nhiều (gấp gần hai lần) và khi tổn hao trong đóng cắt tăng thì sai số cũng tăng lên khá nhiều ≈ 13%. Lý giải cho việc này, do công suất tổn hao trong vùng đóng ngắt được tính toán với các thông số tuyến tính lý tưởng nên giá trị càng lớn và kéo dài thì sai số cũng tăng.

2.2. Cách chọn tản nhiệt cho Mosfet

Độ bền của các linh kiện bán dẫn phụ thuộc rất lớn nhiệt độ hoạt động của chúng. Để đảm bảo linh kiện hoạt động ổn định và bền bỉ, điều quan trọng là phải đảm bảo nhiệt độ hoạt động tối đa của thiết bị nằm trong ngưỡng nhất định. Nguyên nhân sinh nhiệt trong linh kiện chủ yếu bởi 2 yếu tố chính: điện trở và giai đoạn đóng-ngắt. Phần tử điện trở có công suất I²R khi có dòng điện đi qua nó. Nhiệt cũng được tạo ra mỗi khi thiết bị được chuyển đổi đóng-ngắt, do đặc tính IV của quá trình này. Tổn hao do đóng-ngắt tỷ lệ với tần số chuyển mạch.

Ở đây ta sử dụng định luật Ohm trong trường nhiệt như sau:

 

Hình 22. Định luật Ohm trong trường nhiệt.

Với: ∆θ:độ chênh nhiệt giữa 2 điểm; R_T  là Nhiệt trở và ϕ_T  là nhiệt thông.

Áp dụng định luật trên cho linh kiện bán dẫn khi tỏa nhiệt ta sẽ tính được nhiệt độ của chất bán dẫn trong linh kiện như sau:

T_J = P * R_th(ch-a) + T_a

Với     T_J là nhiệt độ của bán dẫn

          P là công suất tiêu tán trên linh kiện.

          R_th(ch-a) là nhiệt trở từ tiếp xúc bán dẫn đến môi trường.

          T_a là nhiệt độ môi trường.

Vì các điều kiện như công suất và nhiệt độ môi trường không đổi, nên để giảm nhiệt độ của linh kiện bán dẫn ta phải thay đổi R_th(ch-a), ở đây là gắn thêm tản nhiệt.

Ở đây khi xét đến linh kiện bán dẫn khi phát nóng ta có sơ đồ sau:

Hình 23. Mạch tương đương nhiệt trở của MOSFET.

 

Hình trên là sơ đồ tỏa nhiệt của linh kiện bán dẫn đã được gắn thêm tản nhiệt. Khi chưa gắn tản nhiệt chúng ta chỉ xét đến nhiệt trở từ bán dẫn đến vỏ (θ_i) và nhiệt trở từ vỏ ra môi trường (θ_b). Không xét đến 3 nhiệt trở của nhánh song song. Do đó nhiệt trở thực tế từ thành phần bán dẫn ra môi trường có giá trị như sau:

R_th(ch-a) = θ_i + θ_b

Khi gắn thêm tản nhiệt ta sẽ xét thêm 3 nhiệt trở của nhánh song song cho nên biểu thức nhiệt trở tổng sẽ là:

Khi so sánh với các thông số thực tế người ta thấy được thành phần θ_b lớn hơn rất nhiều so với tổng của θ_s, θ_c và θ_f. Do đó ta có thể giả định mẫu số bằng với θ_b và rút gọn biểu thức.

R_th(ch-a) = θ_i + θ_s + θ_c  + θ_f

Như đã thảo luận khi chưa gắn tản nhiệt thì R_th(ch-a) có giá trị khá lớn do θ_b, còn khi gắn tản nhiệt do đặc tính song song và giá trị nhiệt trở của tản thấp hơn nhiều nên ta đã giảm được R_th(ch-a). Từ đó, giảm được nhiệt độ của linh kiện bán dẫn.

Dưới đây là một số hình ảnh minh họa lại các chứng minh trên:

 

Hình 24. Tương đương nhiệt trở khi gắn thêm tản nhiệt.

Hình 25. Công thức tính nhiệt độ mối nối bán dẫn trong MOSFET.

Hình 26. Ví dụ sơ đồ minh họa nhiệt trở.

Bảng dưới là giá trị R_th(ch-a) của một số package khi chưa gắn thêm tản nhiệt, khi chúng ta tính toán tới tản nhiệt ta sẽ so sánh lại với bảng giá trị này:

Hình 27. Bảng giá trị nhiệt trở với một số package thông dụng.

Bây giờ ta sẽ đi vào tính toán các giá trị tản nhiệt cho linh kiện bán dẫn. Bài toán ở đây là với nhiệt độ môi trường dự đoán trước, công suất tiêu tán trên linh kiện tính toán được và loại linh kiện đã biết. Ta sẽ lựa chọn loại tản nhiệt có thông số phù hợp để đảm bảo linh kiện hoạt động ổn định và bền bỉ.

Giả sử ở đây ta có bài toán tính tản nhiệt cho mạch mô phỏng để dùng tính toán tổn hao phía trên: Ta có công suất tổn hao trên MOSFET là 7.86095(W) với tên linh kiện CSD18534KCS. Với nhiệt độ môi trường dao động từ 20-40 ^oC. Thông qua datasheet của linh kiện ta sẽ có các thông số về nhiệt độ hoạt động như sau:

Hình 28.Vùng nhiệt độ hoạt động được của CSD18534KCS.

Hình 29.Thông số nhiệt trở của CSD18534KCS.

 

Ta sử dụng định luật Ohm cho trường nhiệt phía trên để tính thử nhiệt độ linh kiện khi không gắn tản nhiệt (lúc không gắn tản nhiệt thì nhiệt độ được tính thông qua nhiệt trở giữa lớp vỏ và môi trường).

T_j = 7.86095*(62-1.3) + 40 = 517 ^oC > 175 ^oC => phải sử dụng tản nhiệt nếu không linh kiện sẽ hư hỏng khi hoạt động. (62 là giá trị nhiệt trở khi không có tản nhiệt của linh kiện). Tuy nhiên ở đây để đảm bảo MOSFET hoạt động chính xác ta sẽ giới hạn nhiệt độ của MOSFET khoảng 130 ^oC và những tính toán tiếp theo sẽ được thực hiện để chọn ra heatsink và TIM (Thermal Interface Material) đảm bảo điều kiện này.

Khi gắn thêm tản nhiệt thì giá trị nhiệt trở từ linh kiện ra môi trường là tổng 3 nhiệt trở chính:

R_jc: nhiệt trở từ bán dẫn ra vỏ.

R_cs: nhiệt trở từ vỏ tới tản nhiệt.

R_sa: nhiệt trở từ tản nhiệt ra môi trường.

Thành phần thứ nhất ta thu từ datasheet linh kiện phía trên R_jc = 1.3 ^oC/W.

Thành phần thứ hai là nhiệt trở từ vỏ tới tản nhiệt:

Hình 30. Hình ảnh khe hở của lớp vỏ của TO-220 và heatsink.

Thành phần này chịu tác động bởi 3 yếu tố là chất liệu, độ dài và diện tích của khoảng tiếp giáp.

Ta thấy rằng thành phần này là khá nhỏ vì độ dày thì thường nhỏ hơn diện tích khá nhiều. Ở đây ta chọn vài giá trị cụ thể thực tế để tính như sau (Chọn loại TIM đệm nhiệt TP-120 và độ dày lớp đệm khoảng 0.1mm):

Hệ số dẫn (“K”): 1.2 W/(m ºC) = 1.2 W/(mK).

Diện tích tiếp xúc của TIM (diện tích tiếp xúc của MOSFET và heatsink thông qua lớp đệm): 140 mm² = 0.000140 mm².

Độ dày của TIM: 0.1 mm = 0.0001 m.

Cuối cùng ta có bất phương trình cần tính như sau:

T_j = P × (R_jc + R_cs + R_sa)  + T_a  =7.86095 × (1.3 + 0.6 + R_sa) + 40 ≤ 130

=> R_sa ≤ 9.55 ^oC/W

R_sa = R_sink + R_convection

Trong đó       R_sink: nhiệt trở truyền dẫn của heatsink

                     R_convection: nhiệt trở đối lưu giữa heatsink và không khí.

Vì R_sink rất bé so với R_convection ta có thể tính R_sa gần tương đương với R_convection theo công thức sau đây:

Hình 31. Công thức tính R_sa dựa trên thông số kích thước của heatsink.

Tuy nhiên, bình thường thông số R_sa đều được các nhà sản xuất heatsink cho biết trước thông qua datasheet. Ví dụ ở đây với điều kiện 9.55 ^oC/W. Ta chọn heatsink ATS-53170R-C1-R0 với thông số R_sa = 9.3 ^oC/W trên trang Digikey và đảm bảo điều kiện làm việc phù hợp là được.

Hình 32. Thông số nhiệt trở của heatsink ATS-53170R-C1-R0.

Bên cạnh đó khi nhiệt độ cho phép thấp hơn nữa, ta có thể sử dụng thêm quạt tản nhiệt để tăng tốc độ đối lưu qua heatsink. Giả sử nhiệt độ cho phép chỉ khoảng 100 ^oC, lặp lại các bước tính toán ta sẽ thấy được 73 ^oC/W. Vậy ta vẫn có thể sử dụng heatsink này và lắp thêm quạt tản nhiệt để tốc độ đối lưu qua heatsink khoảng 2.5 m/s hoặc hơn.

KẾT LUẬN

Khi thiết kế mạch Bootstrap trong thực tế, ngoài yếu tố nguyên lý hoạt động và linh kiện bán dẫn thích hợp, ta phải chú ý lựa chọn các linh kiện kích dẫn như tụ Bootstrap, các điện trở cực G. Nếu giá trị tụ Bootstrap quá nhỏ sẽ dẫn đến việc không có đủ điện tích để kích đóng hoàn toàn.

Trong hoạt động thực tế, để đảm bảo MOSFET hoạt động ổn định và bền bỉ cần lưu ý đến vấn đề tổn hao và tỏa nhiệt trên MOSFET. Bài viết phía trên đã trình bày cách tính tổng quát đối với công suất tổn hao trên MOSFET khi hoạt động.

Nếu nhiệt độ trên mối nối bán dẫn của MOSFET vượt quá khả năng chịu nhiệt của linh kiện sẽ làm cho linh kiện nhanh hư hỏng và hoạt động không chính xác. Khi đó cần tính toán các giá trị nhiệt trở trên MOSFET để chọn lựa loại tản nhiệt phù hợp.

Đây là bài viết thứ hai trong chuỗi bài viết về MOSFET của nhóm tác giả, các bạn có thể đọc thêm những tài liệu trong mục "Tài liệu tham khảo" để tìm hiểu thêm về chủ đề này.

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1]allaboutcircuits.com. Heat Sink Calculator.

[2]Nguyễn Quang Huy. (27/09/2021). Tìm hiểu cơ bản về tản nhiệt cho các thiết bị điện tử công suất.

[3]Power Electronics. (26/09/2017). Power Electronics - MOSFET Power Losses. 

[4]re-innovation.co.uk. Heatsink Calculations. 

[5]Ryan Smoot. How to Select a Heat Sink.

[6](26/07/2018). Power MOSFET Thermal Design and Attachment of a Thermal Fin Application Note.

[7]Texas Instruments. (08/2018). Bootstrap Circuitry Selection for Half-Bridge Configurations.

[8]Trần Công Binh. (2016). Slide tài liệu môn Cơ sở kỹ thuật điện. Trường Đại học Bách Khoa TP.HCM .